1、 引言

　　為減少辦公自動化設備、計算機和家用電器等內(nèi)部開關電源對電網(wǎng)的污染，國際電工委員會和一些國家與地區(qū)推出了IEC1000-3-2和EN61000-3-2等標準，對電流皆波作出了限量規(guī)定。為滿足輸入電流諧波限制要求，最有效的技術手段就有源功率因數(shù)校正（有源PFC）。

　　目前被廣為采用的有源PFC技術是兩級方案，即有源PFC升壓變換器+DC-DC變換器，如圖1所示。

圖1　兩級PFC變換器電路級成框圖

　　兩級PFC變換器使用兩個開關（通常為MOSFET）和兩個控制器，即一個功率因數(shù)控制器和一個PWM控制器。只有在采用PFC/PWM組合控制器IC時，才能使用一個控制器，但仍需用兩個開關。兩級PFC在技術上十分成熟，早已獲得廣泛應用，但該方案存在電路拓樸復雜和成本較高等缺點。

　　單級PFC  AC-DC變換器中的PFC級和DC-DC級共用一個開關管和采用PWM方式的一套控制電路，同時實現(xiàn)功率因數(shù)校正和對輸出電壓的調節(jié)。

　　2、單級PFC變換器基本電路拓樸

　　2．1 單級PFC變換器基本電路

　　單級PFC變換器通常由升壓型PFC級和DC-DC變換器組合而成。其中的DC-DC變換器又分正激式和反激式兩種類型。圖2所示為基本的單級隔離型正激式升壓PFC電路。兩部分電路共用一個開關（Q1），通過=極管D1的電流為儲能電容C1充電，D2在Q1關斷時防止電流倒流。通過控制Q1的通斷，電路同時完成對AC輸入電流的整形和對輸出電壓的調節(jié)。

圖2　基本的單級隔離式升壓型PFC電路

　　由于全波橋式整流電路輸入連接AC供電線路，瞬時輸入功率是隨時變化的，欲得到穩(wěn)定的功率輸出，要依靠儲能電容實現(xiàn)功率平衡。對于DC-DC變換器，通常在連續(xù)模式（CCM）下工作，占空因數(shù)不隨頁栽變化。而全橋整流輸出電壓與頁載大小無關，當頁栽減輕時，輸出功率減小，但PFC級輸入功率同重載時一樣，使充入CI的能量等于從CI抽取的能量，別起直流總線電壓明顯上升，CI上的電壓應力往往達1000V以上，對開關器件的耐壓要求非常高。由于開關器件的電壓高，電流應力大，開關損耗大，并且功率從輸入到輸出要經(jīng)兩次變換，故效率低。

   　2．2 改刊型單級PFC變換器電路

　　為降低儲能電容上的高壓和變換器效率，必須對圖2所示的單級PFC基本電路拓樸進行改進。
一種用變壓器雙線組實現(xiàn)頁反饋的單級PFC變換器電路如圖3所示。N1和N2繞組為變壓器T1的耦合繞組。

圖3　用雙繞組實現(xiàn)頁反饋的單級PFC變換器

　　當開關Q1導通時，電壓VC1施加到T1初級繞組。當經(jīng)整的電壓大于N1上的電壓時，升壓電感器L1上才會有電流通過。當Q1截止時，加在L1上的反向電壓為VC1與N2上的電壓VN2之和減去輸入電壓。N1和N2兩個耦合線圈的加入，提供了頁反饋電壓，減輕了C1上的電壓應力，提高了效率。但是，加入N1和N2后，會降低功率因數(shù)，增加電流諧波含量。如果在D2與N1之間加入一個電感，使輸入電流工作在CCM，C1上的電壓還可以降低。在圖3中。要求N1+N2＜NP。

　　圖4示出了帶低頻輔助開關的CCM單級PFC變換器電路。Q1為主開關，Q2為輔助開關。在輸入電流過零附近，Q2導通，使附加繞組N1短路當輸入電壓大于某一值時，Q2關斷。由于Q2在輸入電壓很小時才會導通，其余的時間阻斷，流過Q2的電流很小，Q2的功率損耗也就很小。這種電路拓樸與圖3電路比較，減小了輸入電流的諧波含量，提高了功率因數(shù)和效率，降低了電容（C1）上的電壓。

圖4　帶低頻輔助開關的CCM單級PFC變換器

　　圖5所示為帶有源箱信和軟開關的單級隔離式PFC變換器電路。圖中，Q1為主開關，Q2為輔助開關，C1為儲能電容，C2為箱位電容，C2為Q1、Q2和電路中寄生電容之和。電路的升壓級工作在DCM，從而保證有較高的功率因數(shù)。反激式變換器級設計工作在CCM，，從而避免了產(chǎn)生較高的電流應力。電路采用有源箱位和軟開關技術來限制開關MOSFET的電壓應力。存儲在變壓器漏感中的再生能量，為主開關Q1和輔助開關Q2提供了軟開關條件，從而減少了開關損耗，提高了變換器效率。Q1和Q2采用同一控制電路和驅動電路，從而使拓樸結構簡化。

圖5　帶有源箱位和軟開關的單級隔離式PFC變換器

　　3、基于Flyboost模塊的單級PFC  AC-DC變換器

　　基于Flyboost模塊的單級PFC AC-DC變換器電路如圖6所示。該變換器建立在反激式升壓拓樸基礎上，工作狀態(tài)分反激式變壓器狀態(tài)和升壓狀態(tài)兩個工作狀態(tài)。若Vin(t)為Ac輸入電壓的瞬時值，Vc1為儲能電容C1上的電壓，n為變壓器T1的電壓比，在反激式變壓器狀態(tài)的一個開關周期內(nèi)，當開關Q1導通時，T1被充電，儲存能量；當Q1截止時，由于（Vin(t)）＜（Vc1-nVo），D6不能導通，儲存在T1中的能量全部傳送到輸出端。在這種工作狀態(tài)，全橋整流輸出端的變換器輸入電流Iin波形為直角三角形，平均輸入電流Iin(avg)為：

　　在升壓電感狀態(tài)，當＞（Vc1-Vo）時，T1相當于一個升壓電感。在一個開關周期內(nèi)，當Q1導能時，T1初級繞組電感LP經(jīng)D5充電儲能；當Q1關斷時，D6導通，在LP中的儲能向C1放電，工作情況與一般升壓電感型單級PFC變換器相同。在此狀態(tài)下，平均輸入電流可表示為：

　　式中：D為開關5空比，Ts為開關周期。

　　從式（1）和（2）可知，在兩種工作狀態(tài)下，平均輸入電流均與輸入電壓成正比，從而實現(xiàn)功率因數(shù)校正。C1上的電壓被箱位在（Vin(peak)+n.Vo）電平上，通常不超過400Vo此電路拓樸的功率因數(shù)一般可達0.95以上，效率超過80%。

圖6　基于Flyboost模塊的單級PFC  AC-DC變換器

4、基于：W2202的數(shù)字單級PFC電路

　　圖7所示為基于數(shù)字控制器iw2202的單級PFC變換器電路。Iw2202與本刊2005年第11期《一種全數(shù)字高效率開關電源》一文中介紹的iw2201一樣，采用了脈沖串（pulseTainTM）專有技術和實時波形分析及智能跳越（SmartSkip）技術。但是，iw2201不具有PFC功能，而iw2202集成了單級PFC變換器控制功能。

圖7　基于數(shù)字控制器iw2202的單級PFC變換器

　　圖7所示的電路橋式整流后邊拓樸，為PFC升壓與反激式整流器相結合/能量儲存/DC-DC（BoostintegratedwithFlybackRectifier/Energy  Storage/DC-DC,簡寫為（BIFRED）拓樸，利用不連續(xù)模式（DCM）升壓變換器實現(xiàn)功率因數(shù)校正。變壓器初級繞組（WP）串聯(lián)的儲能電容C1，用作驅動反激式變換器。電路的工作原理如下：

　　當開關Q1導通時，來自AC線路的能量被儲存在升壓電感器L1中。與此同時，來自C1的能量被儲存在反激式變壓器T1的初級繞組中。

　　當Q1關斷時，在T1初級儲存的能量傳送到輸出。同時，在升壓電感器L1中的能量傳輸?shù)诫娙軨1，對C1進行充電。

　　在AC線路輸入的半周期內(nèi)，兩個電感器（L1和LP）儲存的能量平均值相等，從而使C1上的電壓保持不變。用iw2202作為控制器，解決了儲能電容上電壓應力過高的問題。在通常情況下，C1上的電壓不會超過400V，從而C1可選用400V的標準電容器。基于iw2202的全數(shù)字SMPS，可以實現(xiàn)單位功率因數(shù)（即PF=1）和小于5%的總諧波失真（THD）

　　5、結束語

　　單級PFC變換器電路簡單，但PFC和對輸入電流諧波抑制的效果不如兩級PFC變換器?；谌珨?shù)字控制器iw2202的單級全數(shù)字PFC變換器，可以實現(xiàn)接近于I的功率因數(shù)，輸入電流達到低失真指標，滿足IEC1000-3-2規(guī)定限值。